二极管（Diode）

二极管常用于控制电流方向，但“正向恒定掉 0.7 V、反向永远没有电流”的模型只能解决部分粗略计算。LED 要确定电流，线圈关断要处理储能，TVS 要在脉冲期间限制电压，这三件事依赖的参数并不相同。本篇按实际任务连接器件类型、曲线和选型条件。

从伏安曲线读参数

阳极 A 与阴极 K 定义了常用正向参考：V_D = V_A−V_K，正电流为 A→K。阴极在电路符号中由横杠标识；器件表面的色带、封装标记和多引脚内部连接需按数据手册确认。

普通 PN 二极管基于 PN 结，肖特基二极管则基于金属—半导体势垒。反向漏电、击穿和电容电流都可能存在，所以“电流只能从 A 到 K”不是完整物理定义。

三种常用模型各解决不同问题

理想肖克利式 I = I_S[exp(V_D/(ηV_T))−1] 描述特定机制与条件下的关系。I_S 不是对所有器件统一落在 nA 到 μA 的参数，η 也不保证在所有电流区间保持 1 或 2。实际正向工作点由器件曲线与外部电路共同确定，不是电压刚超过一个固定 V_F 才开始有电流。

例如电源 V_S 经 R 接二极管，电阻给出 I = (V_S−V_D)/R，这条负载线与二极管曲线的交点才是工作点。表中的 V_F 通常还注明 I_F 和温度；拿不同测试电流下的典型值比较两个器件，可能得出错误的损耗结论。

电流和电压额定值不能只乘固定裕量

正向平均损耗更一般地是平均的 v_D(t)i_D(t)。只有电流与压降变化不大时才近似 V_F·I_avg；还要计入反向与动态损耗。最终结温取决于实际热路径，封装名称本身不等于散热能力。

导通压降由谁决定？

蓝线由器件模型决定，金线由电源与电阻决定；金点是数值求解得到的共同工作点。降低供电会平滑地降低电流，不存在这个模型中的突然“开始导通”按钮。微分电阻表示工作点附近斜率的倒数，与 VD/I 不同。

$$I_S(e^{V_D/V_T}-1)=\frac{V_S-V_D}{R}$$

类型差异：结构决定取舍

低压硅肖特基常用于减少一定工作点的正向损耗，但漏电和温度特性可能成为限制。SiC 肖特基已有 1200 V 等产品，因此不能把耐压低于 200 V 当作肖特基的结构定律。Infineon：1200 V SiC 肖特基产品示例

多数载流子器件通常没有普通 PN 结那样的少数载流子存储恢复，但仍有电容电荷需要在换流时充放，形成瞬态电流和能量。Infineon：肖特基关断中的电容电荷

LED 限流算例：用最坏条件检查

LED 应由合适的限流机制驱动，可以是电阻、线性恒流或开关恒流电路，不是所有应用都必须串电阻。对简单指示灯，电阻模型直观且足够实用。

假设电源为 5 V ±5%，选定 LED 在目标范围内 V_F 为 1.8–2.2 V，要求电流不超过 10 mA，电阻容差 ±1%。这些是假设的设计输入，应由实际 LED 与供电规格替换。

最大电流发生在最高电源 5.25 V、最低 V_F = 1.8 V、最低电阻。于是 R_actual,min ≥ (5.25−1.8)/0.01 = 345 Ω，标称值应至少 345/0.99≈348.5 Ω。若选 360 Ω ±1%，最大电流约 9.68 mA。

最低电流用最低电源 4.75 V、最高 V_F = 2.2 V、最高电阻 363.6 Ω，得到约 7.01 mA。电阻最坏功耗约 (5.25−1.8)²/356.4≈33.4 mW，再按温度与器件条件选功率。由此得到的是电流范围，不保证不同 LED 个体亮度相同；亮度还受光效、分档与温度影响。

整流：利用两个半周不等于效率翻倍

半波整流只让一个半周向负载供电；桥式全波整流在两个半周都保持负载同一方向电流，每次经过两只二极管。理想正弦、纯电阻负载、无滤波电容时，全波输出平均值为 2V_peak/π，半波为 V_peak/π。

常见的 40.5% 与 81.1% 来自这个特定模型中“输出直流分量功率 / 总负载功率”：半波电压 RMS 为 V_peak/2，全波为 V_peak/√2，因而比例分别为 4/π²、8/π²。它们不是任意半波和全桥电源的实际能效，更不是通用的二极管损耗百分比。

接大滤波电容后，电容在接近输入峰值时补电，整流电流会形成充电脉冲，平均值、RMS、浪涌和变压器负担都改变。不能只按负载平均电流选择桥中二极管，也不能直接沿用无电容的正弦负载公式。低压整流还要考虑串联两只 V_F 占输出电压的比例。

电感负载的能量去向

低侧开关驱动线圈时，常用二极管反并联在线圈两端：阴极接电源侧、阳极接开关节点。开关导通时二极管反偏；关断后电感保持原电流方向，使开关节点升到电源之上，二极管导通形成局部续流回路。

普通续流二极管限制了线圈反向电压，也使电流衰减较慢。忽略线圈电阻并近似二极管压降 0.7 V，100 mH 中的 0.1 A 衰减到零约需 LI/V = 14.3 ms；若能把线圈反向电压控制在 10 V，同样简化估算约为 1 ms。真实继电器还涉及绕组电阻、机械释放阈值和磁路变化，不能把这两个数直接当作动作时间。

更高钳位电压可加快电流衰减，却增加开关电压应力和保护器件耗散。可使用二极管与齐纳组合、TVS、驱动器内置钳位或适当的能量回收路径；应根据完整回路设计，不是“没有单独续流二极管就一定烧毁”。无论形式如何，都必须核对关断储能 ½LI² 去了哪里、峰值电流和重复热负荷是否可承受。

稳压与 TVS：看工作点和脉冲条件

并联稳压需要保证电流范围

简单并联稳压器由输入串联电阻 R、反偏稳压二极管和并联负载组成。在 V_Z 近似固定时，I_Z = (V_in−V_Z)/R−I_load。最低输入、最大负载时要留出足够的二极管电流；最高输入、最小负载时则检查二极管及电阻功耗。

例如用固定 V_Z = 5.1 V 的教学模型，输入 10.8–13.2 V，负载 0–10 mA，假定需要 I_Z≥2 mA。先得到 R≤475 Ω；取 430 Ω ±5%，最低输入与最高电阻 451.5 Ω 时，I_Z≈2.62 mA。最高输入、无负载与最低电阻 408.5 Ω 时，I_Z≈19.83 mA，稳压二极管功耗约 101 mW，电阻约 161 mW。

这只验证了固定 V_Z 模型；实际还要把 V_Z 容差、动态电阻、温度和工作电流曲线纳入。标称 5.1 V 不意味着任意电流都严格钳在 5.1 V，某个电压等级也不自动等于温度最稳定。

TVS 的三个电压不能互换

普通雪崩型 TVS 的 V_RWM 是正常工作反向电压条件，V_BR 在规定小测试电流下测量，V_CL 则对应较大脉冲电流及指定波形。后级在浪涌时承受的不是 V_RWM，而是动态钳位再加实际回路的过冲。Nexperia：TVS 选择白皮书

实际检查应同时回答：正常最大电压下是否漏电可接受；规定脉冲下钳位能否保护后级；器件能量和重复条件是否满足；走线 L·di/dt 是否带来额外过冲。用于高速信号的器件还需检查电容和信号完整性。某些 ESD 器件有 snapback 等行为，不能把单一雪崩曲线用于全部保护器件。

将输入通过二极管钳到电源轨时，注入电流可能进入该电源轨；若稳压器不能吸收电流，轨电压反而可能被抬高。保护设计因此需要限流和能量回路，不能只写“超过 Vcc+0.3 V 会被保护”。

from math import isclose, pi
rmin, rmax = 360*.99, 360*1.01
imax, imin = (5.25-1.8)/rmin, (4.75-2.2)/rmax
assert imax < .01 and .007 < imin < .0071
power_r = (5.25-1.8)**2/rmin
iz_min = (10.8-5.1)/(430*1.05)-.01
iz_max = (13.2-5.1)/(430*.95)
assert iz_min >= .002
assert isclose(4/pi**2, .4052847345693511)
print(f"LED 电流 {imin*1000:.3f}–{imax*1000:.3f} mA，电阻最坏 {power_r*1000:.3f} mW")
print(f"固定 Vz 模型的 Iz：{iz_min*1000:.3f}–{iz_max*1000:.3f} mA")

最后把候选器件放回真实波形中：读数必须带上电流、电压、温度、脉冲和热条件，典型曲线与保证值分别使用。下一篇 BJT 从两个相邻结进入可控电流与放大。