ダイオード（Diode）

ダイオードは電流の方向を制御するために頻繁に使用されますが、「順方向では常に 0.7 V の電圧降下があり、逆方向では電流が流れない」というモデルでは、一部の粗い計算しか解決できません。LED では電流値を決定する必要があり、コイルの遮断時にはエネルギーの放電処理が必要であり、TVS はパルス中に電圧を制限する必要があります。これら3つのタスクで必要とされるパラメータは異なります。本稿では、実際のタスクに基づき、デバイス種別、特性曲線、選定条件を結びつけて解説します。

電流-電圧特性曲線からパラメータを読む

アノード A とカソード K は、一般的な順方向の基準を定義します：$V_D=V_A-V_K$、正の電流は A→K です。回路図記号ではカソードが棒線で示されます。デバイス表面のカラーバンド、パッケージマーキング、およびマルチピン内部接続は、データシートで確認する必要があります。

一般的な PN ダイオードは PN接合 に基づき、ショットキーダイオードは金属-半導体バリアに基づいています。逆方向リーク電流、降伏、および容量性電流が存在し得るため、「電流は A から K へしか流れない」という記述は完全な物理定義ではありません。

3つの一般的なモデルはそれぞれ異なる問題を解決する

理想のショ클리式 $I=I_S[\exp (V_D/(\eta V_T))-1]$ は、特定のメカニズムと条件下での関係を記述します。$I_S$ はすべてのデバイスで nA から μA の範囲に統一されるパラメータではなく、$\eta$ もすべての電流領域で 1 または 2 を維持する保証はありません。実際の順方向動作点は、デバイス曲線と外部回路の両方によって決定され、電圧が固定された $V_F$ をわずかに超えた瞬間から電流が流れ始めるわけではありません。

例えば、電源 $V_S$ が抵抗 R を介してダイオードに接続されている場合、抵抗による電流は $I=(V_S-V_D)/R$ で与えられます。この負荷線とダイオード曲線の交点が動作点となります。表中の $V_F$ には通常、$I_F$ と温度が明記されています。異なるテスト電流での典型値を用いて2つのデバイスを比較すると、誤った損失結論を導き出す可能性があります。

電流と電圧の定格値に固定マージンを掛けるだけでは不十分

順方向平均損失は、より一般的には平均の $v_D(t)i_D(t)$ です。電流と電圧降下の変化が小さい場合にのみ $V_F\cdot I_{avg}$ と近似でき、逆方向損失および動的損失も考慮する必要があります。最終的な接合温度は実際の熱パスに依存し、パッケージ名称自体が放熱能力を意味するわけではありません。

順方向電圧は何で決まる？

青線は素子、金線は外部回路の特性で、点は数値計算した共通動作点。電源を下げると電流は連続的に減り、突然の導通開始はない。微分抵抗は局所勾配の逆数で VD/I とは異なる。

$$I_S(e^{V_D/V_T}-1)=\frac{V_S-V_D}{R}$$

種別ごとの差異：構造がトレードオフを決定

低電圧シリコンショットキーは、特定の動作点における順方向損失を削減するために頻繁に使用されますが、リーク電流や温度特性が制限要因となる場合があります。SiC ショットキーには 1200 V などの製品も存在するため、耐圧が 200 V 未満であることをショットキーの構造的な法則と見なしてはいけません。Infineon：1200 V SiC ショットキー製品の例

多数キャリアデバイスは、一般的な PN 接合のような少数キャリアストレージリカバリを持ちませんが、換流時に充放電が必要な容量電荷が存在し、瞬時電流とエネルギーを形成します。Infineon：ショットキーの遮断における容量電荷

LED 電流制限の計算例：最悪条件での確認

LED は、適切な電流制限メカニズム（抵抗、線形定電流、またはスイッチング定電流回路）で駆動する必要があります。すべてのアプリケーションで直列抵抗が必要というわけではありませんが、単純なインジケータでは抵抗モデルが直感的で実用的です。

電源が 5 V ±5%、選択した LED の目標範囲での $V_F$ が 1.8–2.2 V、電流が 10 mA を超えないこと、抵抗の許容誤差が ±1% であると仮定します。これらは仮定の設計入力であり、実際の LED と電源仕様で置き換える必要があります。

最大電流は、最高電源電圧 5.25 V、最低 $V_F$ = 1.8 V、最低抵抗値のときに発生します。したがって、$R_{actual,min}\ge (5.25-1.8)/0.01=345\Omega$ となり、公称値は少なくとも $345/0.99\approx 348.5\Omega$ でなければなりません。360 Ω ±1% を選択した場合、最大電流は約 9.68 mA です。

最低電流は、最低電源電圧 4.75 V、最高 $V_F$ = 2.2 V、最高抵抗値 363.6 Ω を用いて計算すると、約 7.01 mA となります。抵抗の最悪消費電力は約 $(5.25-1.8{)}^2/356.4\approx 33.4\text{mW}$ であり、温度およびデバイス条件に応じて定格を選択します。これにより得られるのは電流範囲であり、異なる LED 個体間で明るさが同一であることは保証されません。明るさは発光効率、ビン分け、温度にも影響されます。

整流：2つの半波を利用することが効率2倍ではない

ハーフウェーブ整流は、1つの半波のみを負荷に供給します。ブリッジフルウェーブ整流は、両方の半波で負荷に同じ方向の電流を維持し、各半波で2つのダイオードを通過します。理想正弦波、純抵抗負荷、フィルタコンデンサがない場合、フルウェーブ出力の平均値は $2V_{peak}/\pi$、ハーフウェーブは $V_{peak}/\pi$ です。

一般的な 40.5% と 81.1% という数値は、この特定モデルにおける「出力直流成分電力 / 総負荷電力」から来ています。ハーフウェーブ電圧の RMS は $V_{peak}/2$、フルウェーブは $V_{peak}/\sqrt{2}$ であるため、比率はそれぞれ $4/{\pi }^2$、$8/{\pi }^2$ となります。これらは任意のハーフウェーブおよびフルブリッジ電源の実際のエネルギー効率ではなく、さらには汎用的なダイオード損失のパーセンテージでもありません。

大きなフィルタコンデンサを接続すると、コンデンサは入力ピーク付近で充電され、整流電流は充電パルスを形成します。これにより、平均値、RMS、サージ、およびトランスの負荷が変化します。負荷の平均電流のみでブリッジ内のダイオードを選択することはできず、コンデンサなしの正弦波負荷の公式をそのまま適用することもできません。低電圧整流では、直列接続された2つの $V_F$ が出力電圧に占める割合も考慮する必要があります。

インダクティブ負荷のエネルギーの行方

ローサイドスイッチがコイルを駆動する場合、コイル両端にダイオードを逆並列に接続するのが一般的です。カソードを電源側、アノードをスイッチノードに接続します。スイッチがオンになるとダイオードは逆バイアスされます。スイッチがオフになると、インダクタは元の電流方向を維持しようとし、スイッチノード電圧を電源電圧より高く上昇させ、ダイオードを順方向導通させてローカルなフリーホイールループを形成します。

一般的なフリーホイールダイオードはコイルの逆方向電圧を制限しますが、電流の減衰も緩やかになります。コイル抵抗を無視し、ダイオード電圧降下を 0.7 V と近似すると、100 mH のインダクタで 0.1 A の電流がゼロに減衰するには約 $LI/V=14.3\text{ms}$ かかります。コイルの逆方向電圧を 10 V に制御できる場合、同様の簡易見積もりでは約 1 ms となります。実際のリレーでは、巻線抵抗、機械的解放閾値、磁気回路の変化も関与するため、これら2つの数値を直接動作時間として扱うことはできません。

より高いクランプ電圧は電流減衰を速めますが、スイッチ電圧ストレスおよび保護デバイスの損失が増加します。ダイオードとツェナーの組み合わせ、TVS、ドライバ内蔵のクランプ、または適切なエネルギー回収パスを使用できます。これは完全なループ設計に基づいて行う必要があり、「個別のフリーホイールダイオードがなければ必ず烧毁する」という単純な話ではありません。どのような形式であっても、遮断時の蓄積エネルギー $1/2L{I}^2$ の行方、ピーク電流、および繰り返し熱負荷が許容範囲内であることを確認する必要があります。

電圧安定化と TVS：動作点とパルス条件を確認

並列電圧安定化には電流範囲の確保が必要

単純な並列電圧安定化回路は、入力直列抵抗 R、逆バイアスされたツェナーダイオード、および並列接続された負荷で構成されます。$V_Z$ がほぼ一定であると仮定すると、$I_Z=(V_{in}-V_Z)/R-I_{load}$ となります。最低入力電圧かつ最大負荷時には、十分なダイオード電流を確保する必要があります。最高入力電圧かつ最小負荷時には、ダイオードおよび抵抗の消費電力を確認します。

例えば、固定 $V_Z=5.1\text{V}$ の教育用モデルを使用し、入力が 10.8–13.2 V、負荷が 0–10 mA、$I_Z\ge 2\text{mA}$ が必要であると仮定します。まず $R\le 475\Omega$ が得られます。430 Ω ±5% を選択し、最低入力電圧かつ最高抵抗値 451.5 Ω のとき、$I_Z\approx 2.62\text{mA}$ となります。最高入力電圧、無負荷、最低抵抗値 408.5 Ω のとき、$I_Z\approx 19.83\text{mA}$ となり、ツェナーダイオードの消費電力は約 101 mW、抵抗は約 161 mW となります。

これは固定 $V_Z$ モデルの確認に過ぎず、実際には $V_Z$ の許容誤差、ダイナミック抵抗、温度、および動作電流曲線を考慮する必要があります。公称 5.1 V であっても、すべての電流で厳密に 5.1 V にクランプされるわけではなく、ある電圧等级が自動的に温度安定性が最も高いことを意味するわけではありません。

TVS の3つの電圧は相互に交換不可

一般的なアバランシェ型 TVS において、$V_{RWM}$ は正常動作時の逆方向電圧条件、$V_{BR}$ は規定された小さなテスト電流で測定、$V_{CL}$ はより大きなパルス電流および指定波形に対応します。後段回路がサージ時に受けるのは $V_{RWM}$ ではなく、ダイナミッククランプ加上実際のループでのオーバーシュートです。Nexperia：TVS 選択ホワイトペーパー

実際の確認では、以下の質問に同時に答える必要があります。正常最大電圧下でリーク電流が許容範囲内か。規定パルス下でクランプ電圧が後段を保護できるか。デバイスのエネルギーおよび繰り返し条件が満たされているか。配線 $L\cdot di/dt$ による追加のオーバーシュートはないか。高速信号用に使用されるデバイスでは、容量および信号整合性も確認する必要があります。スナップバック動作などを持つ特定の ESD デバイスでは、単一のアバランシェ曲線をすべての保護デバイスに適用することはできません。

入力をダイオードを介して電源レールにクランプする場合、注入電流がその電源レールに流入する可能性があります。レギュレータが電流を吸収できない場合、レール電圧が逆に上昇する可能性があります。保護設計には電流制限およびエネルギーパスが必要であり、「$V_{cc}+0.3\text{V}$ を超えると保護される」とだけ記述してはいけません。

from math import isclose, pi
rmin, rmax = 360*.99, 360*1.01
imax, imin = (5.25-1.8)/rmin, (4.75-2.2)/rmax
assert imax < .01 and .007 < imin < .0071
power_r = (5.25-1.8)**2/rmin
iz_min = (10.8-5.1)/(430*1.05)-.01
iz_max = (13.2-5.1)/(430*.95)
assert iz_min >= .002
assert isclose(4/pi**2, .4052847345693511)
print(f"LED 電流 {imin*1000:.3f}–{imax*1000:.3f} mA、抵抗の最悪 {power_r*1000:.3f} mW")
print(f"固定 Vz モデルの Iz：{iz_min*1000:.3f}–{iz_max*1000:.3f} mA")

最後に、候補デバイスを実際の波形に当てはめて確認します。読み取った値には、電流、電圧、温度、パルス、熱条件を伴う必要があります。典型曲線と保証値はそれぞれ適切に使用してください。次の記事 BJT では、2つの隣接する接合から入り、制御可能な電流および増幅について解説します。